Ozren Bilan ROOM ACOUSTICS Audio Site: Power Amplifiers

pojačala

spojni kabeli

mjerenja

pitanja i odgovori

Pojačala snage

Ispravljači u Top-Endu

Cijevna pojačala

Cijevna pojačala2

DIY High-End pretpojačalo i pojačalo snage (u izradi)

O NEKIM ASPEKTIMA IZLAZNIH POJAČALA SNAGE VRHUNSKE KVALITETE

Skraćeni prikaz članka prema knjizi AKUSTIKA PROSTORIJA. Članak je objavljen i u časopisu Svijet elektronike, gdje se nalaze sve ilustracije

Uvod

Linijski signal pretpojačala ima vrlo malu snagu. Za pobudu zvučnika, potrebno je signal pretpojačala dovesti na pogodnu razinu. Dovođenje signala pretpojačala na tu razinu zove se pojačanje snage. Snaga se može pojačati jednim od tri moguća načina, odnosno njihovom kombinacijom:

Izlazna struja treba biti veća, nego ulazna struja. To je strujno pojačanje.
Izlazna impedancija pojačala treba biti mnogo manja od ulazne impedancije (što je u principu isto kao i zahtjev za strujnim pojačanjem).
Izlazni napon treba biti veći od ulaznog napona. To je naponsko pojačanje.

Potreban je još jedan važan uvjet:

pojačalo treba imati produkt naponskog i strujnog pojačanja uvijek veći od 1. Taj produkt naziva se pojačanje snage.

Lako se izračunava vrijednost toga produkta u praksi. 100W pojačalo ulazne impedancije 20 kohm i osjetljivosti 1V će s 1V na ulazu dati 100W snage na izlazu. Pojačanje snage je dva milijuna puta, jer je ulazna snaga P_u= U² /R = 1/20000 W, a izlazna snaga P_i= 100 W. Uporabom različitih pojačala snage u sustavu reprodukcije zvuka, svaki korisnik primijetio je da pojačala zvuče različito. Pored toga, često je vrlo teško bez iskustva i znanja, a katkada nemoguće, rezultate objektivnih procjena - mjerenja, uskladiti sa subjektivnim procjenama - slušnim ispitivanjem. Pri konstrukciji pojačala javljaju se određeni prioriteti koje projektant treba zadovoljiti jer oni značajno djeluju na kvalitetu rješenja. Ti funkcijski faktori su:

izbor aktivnih elemenata

rješenje ulaznog sklopa pojačala

rješenje izlaznog sklopa i izlazna snaga

korekcija greške, tip povratne veze

tehnologija materijala i konektora

rješenje ispravljača

rješenje sklopova zaštite i karakter termalne disipacije

konačna izvedba, težina i dimenzije

objektivne značajke zvuka, šum i izobličenja

jamstva i pouzdanost

Konačno ispitivanje je procjena:

subjektivnih osobina zvuka pojačala snage

Projektiranje i konstrukciju novih pojačala snage karakterizira totalna primjena računalnih programa za crtanje shema, projektiranje, simulaciju, optimizaciju i izradu vodljivih likova. Danas gotovo univerzalno prihvaćen program za simulaciju i optimizaciju ponašanja sklopova je SPICE kojeg ugrađuju mnogi proizvođači softwarea u svoje proizvode (npr. Orcad i MicroSim). Izbor aktivnih elemenata: tranzistori ili elektronske cijevi ? Prednosti tranzistora su mnoge i očite: dimenzije omogućavaju malu masu realiziranih uređaja i prijenosive verzije uređaja. Tranzistorizirani uređaji su lagani i ne zahtijevaju vrlo velike transformatore snage i glomazne kutije. Tranzistori se ne griju kao cijevi i nemaju žarne niti pa suradni naponi mnogo niži. Zbog toga su i štedljiviji jer troše manje energije. Tranzistori su jeftiniji pa veći broj korisnika može imati pojačalo s tranzistorima. U elektroakustici, izobličenja su umanjena do najnižih mogućih razina. Gornja granična frekvencija znatno je podignuta, kako zbog same prirode poluvodičkog spoja, tako i zbog toga što tranzistorska pojačala ne trebaju izlazne transformatore, koji su bili i ostali jedan od limitirajućih faktora konstrukcije pojačala snage. Tranzistori imaju mnogo duži vijek trajanja, a izlazne elektronske cijevi treba periodički mijenjati. Izlazna impedancija poluvodičkog pojačala je izuzetno niska pa je zbog toga damping faktor izuzetno visok. Međutim, damping faktor kvari impedancija voda, impedancija zavojnice zvučnika i prijelazni otpor kontakata. Na kvalitetu bas reprodukcije posebno djeluje kapacitet u ispravljaču. Općenito gledajući, izobličenja tranzistora imaju veći sadržaj izobličenja trećeg harmonika, nego triode, ali zato triode imaju veći sadržaj izobličenja drugog harmonika. Unutrašnji kapacitet poluvodičkog tranzistora ili FET-a predstavljaju probleme. Realizirani kapacitet je poluvodičkog tipa s vrlo lošim vodljivim materijalom i lošim izolatorom. Kao posljedica javlja se vrlo visoki dielektrički apsorpcijski faktor i vrlo visoki disipacijski faktor. Iako je ovaj kapacitet vrlo niskog iznosa, predstavlja značajno slabljenje karakteristika pojačala. Spojevi različitih materijala npr. željezo i silikon ili dopiranje materijala na spojevima poluvodiča također uzrokuje štetne efekte. Pored toga, konstrukcija sa spojevima dva, tri i više različitih metala također čujno djeluju na ukupni rezultat. Usporedba bipolarnog i MOSFET tranzistora Bipolarni tranzistor je strujno upravljani element kojemu je tok struje između kolektora i emitera posljedica toka struje između baze i emitera. MOSFET funkcionira na potpuno različitom principu budući da pripada naponski upravljanim elementima poput elektronskih cijevi. Bez naponske pobude na upravljačkoj elektrodi neće teći struja između odvoda i uvoda. Nakon što se primijeni napon na upravljačku elektrodu, poteći će struja između odvoda i uvoda. Što je napon na upravljačkoj elektrodi veći, teći će to veća struja između odvoda i uvoda MOSFET-a. Budući da je struja koja teče kroz upravljačku elektrodu praktički neznatna, definicija pojačanja je bez smisla pa govorimo o vodljivosti MOSFET-a jer se izlazna struja dijeli s ulaznom naponskom pobudom. Pogledamo li prijenosnu karakteristiku MOSFET-a uočit ćemo na njoj dva područja. U prvom području tzv. konstantne otpornosti struja odvoda raste upravo proporcionalno naponu između odvoda i uvoda. Nakon koljena nalazi se područje konstantne struje u kojemu, nakon prijelaza napona praga, odnos napona upravljačke elektrode i struje odvoda postaje izuzetno linearan. To je veoma poželjna osobina za realizaciju pojačala snage. MOSFET je izuzetno brz i može se uključiti i isključiti daleko brže, nego bipolarni tranzistor iste snage. Kašnjenje bipolarnog tranzistora iznosi oko 2 mikrosekunde. To uzrokuju nositelji naboja u pojasu baze. Iako se to vrijeme može minimizirati pravilnom konstrukcijom, ono je osnovni uzrok javljanja preskočnih izobličenja pri radu pojačala snage u klasi B. MOSFET tranzistori su barem 20 puta brži od bipolarnih tranzistora i vrijeme odziva određeno im je ulaznim kapacitetom. Rješenja izlaznog stupnja s MOSFET tranzistorima maksimalno olakšavaju projektiranje, iako rješenja izlaznog sklopa mogu biti vrlo složena uz primjenu sustava ispravka greške. MOSFET ima vrlo veliku ulaznu impedanciju pa se pobuđuje naponski. Uz to, ima negativan temperaturni koeficijent pa ne postoji opasnost termičkog bijega. Pored velikih prednosti MOSFET ima i nedovoljno poznate nedostatke. Iako je MOSFET mnogo brži od bipolarnih tranzistora, to je ujedno uzrok zbog kojega mnogo lakše prooscilira. Rezonantni krugovi mogu nastati kombinacijama 700 pF kapaciteta između upravljačke elektrode i uvoda MOSFETA i 2.5 cm vodljive linije na tiskanoj pločici. Sama vodljiva linija dužine 2.5 cm ima induktivitet cca. 0.02 mH i ta vrijednost s kapacitetom od 700 pF dovodi do rezonancija na oko 42 MHz. Minimiziranje induktiviteta vodljive linije nedovoljno je za gušenje ovih oscilacija pa se namjerno na upravljačku elektrodu MOSFETA postavlja otpornik vrijednosti od 50 - 500 ohma . Međutim, ovaj otpornik u kombinaciji s kapacitetom drastično smanjuje brzinu MOSFET-a. Za povećanje brzine, kapacitet treba brzo puniti i prazniti, a to omogućavaju samo veće struje pobude. Izazov projektantima predstavlja rješenje ovog problema bez primjene otpornika, a spajanje MOSFET-ova u paralelu dodatno pogoršava opasnost na rezonancije jer se kapaciteti povećavaju. Otpor između uvoda i odvoda MOSFET-a je temperaturno ovisan i djeluje kao zaštita. Viša temperatura poluvodičkog spoja uzrokuje viši otpor pa se izlazna snaga smanjuje. Vanjska temperatura kućišta i hladnjaka mijenja se relativno sporo jer je velikoj masi hladnjaka potrebna velika količina topline za promjenu temperature. Na drugoj strani imamo MOSFET čip zanemarive mase kroz kojeg protječu vrlo velike struje. Čip se prolazom strujnih tranzijenata zagrijava nevjerojatno brzo, a temperaturna promjena u realnom vremenu uzrok je ograničenja izlazne struje. Rezultat je čujni efekt dinamičkog sažimanja za vrijeme dužeg trajannja bas reprodukcije. Elektronske cijevi Trioda ima bolju strukturu izobličenja od tranzistora - niže izobličenje trećeg harmonika, ali ima i više izobličenje drugog harmonika uz isti iznos negativne povratne reakcije. Upotrebljavamo li je u protutaktnom spoju, izobličenje drugog harmonika se poništava, ali se ne poništava izobličenje trećeg. Unutrašnji kapacitet elektronske cijevi je kvalitetniji od tranzistorskog jer vodljivi materijali imaju manji dielektrički apsorpcioni faktor, uz to dielektrik je vakuum koji ima vrlo nizak disipacijski faktor. Elektronske cijevi u svojoj konstrukciji imaju manje različite materijale od tranzistora i mnogo bolje vodiče. Odziv na visokim frekvencijama s najnovijim tipovima izlaznih transformatora je vrlo kvalitetan. Upotrebljavaju li se u konstrukcijama bez izlaznih transformatora prijenosni pojas je reda MHz. U pojačalima s elektronskim cijevima ima daleko manje lemnih spojeva, nego u pojačalima s tranzistorima. Pored toga, svi spojevi u cijevnim pojačalima najčešće se povezuju ručno, kratkim spojnim vodovima, a ne tankim bakrenim folijama na tiskanim pločicama kao kod tranzistorskih pojačala. Damping faktor cijevnih pojačala je manji od tranzistorskih, ali uzmemo li u obzir sve dodatne impedancije koje vidi pojačalo (impedancija vodova, prijelazni kontakti, zavojnice zvučnika, induktiviteti skretnice itd.) razlika je neznatna. Voluminozni bas kojeg pokazuju neka cijevna pojačala javlja se zbog nedostatka kapaciteta, kvalitete i nedostatka izolacije između kondenzatora u ispravljaču i aktivnih sklopova pojačala. Cijevna pojačala su masivnija i proizvode više topline. Troše više električne energije, imaju žarne niti i zahtijevaju više napone napajanja. Elektronske cijevi potrebno je zamjenjivati u redovnim vremenskim intervalima. Kao zaključak javljaju se dva važna zapažanja: -Unutrašnja karakteristika kapaciteta, dielektrički apsorpcijski faktor i disipacijski faktor, mnogo su bolji kod elektronskih cijevi, nego kod tranzistora. Za sada nije poznata ni jedna konstrukcijska metoda kojom bi se promijenila ta činjenica. Pojačala s tranzistorima mogu isključivo minimizirati interni kapacitet, u cilju pokušaja minimiziranja efekata koji odatle proistječu, ali Milerov kapacitet tranzistora množi se faktorom pojačanja. -Karakteristike izobličenja trioda su povoljnije po strukturi od onih koje generiraju tranzistorska pojačala snage, što je posebno izraženo u uvjetima preopterećenja. Sklopovska rješenja Dijagram izrađen u MicroSim Shematics-u prikazuje pojednostavljenu shemu tipičnog tranzistorskog audiofrekvencijskog pojačala snage. Pojačalo se sastoji od tri stupnja u kaskadi. Slika 2. Prvi stupanj predstavljen je transkonduktancijom -G_T, drugi je kompenzirani stupanj, u funkciji kompleksne frekvencijske varijable s, -R_T/(1 + sC₁R_T), a posljednji je stupanj s naponskim pojačanjem A_v. Negativna povratna reakcija ima naponski faktor B, pri čemu su zanemareni efekti kondenzatora C2, C3 i C4. Od samih početaka konstrukcije elektroakustičkih uređaja, konstruktori su pokušavali realizirati optimalni ulazni stupanj pojačala. Pri tome su korišteni različiti pristupi. Danas u najvećem broju slučajeva prevladava rješenje s diferencijalnim parom ili operacionim pojačalom. Uvjetno rečeno, u rješenju ulaznog stupnja osnovni zahtjev je pojačati ulazni signal na razinu dovoljnu za pogon tranzistora predpobude i pobude izlaznog stupnja. Ilustrirat ćemo ovo tipičnim rješenjem pojačala snage s diferencijalnim parom na ulazu. Ovaj stariji primjer prikazan na shemi (ORCAD Capture) predstavlja vrlo zanimljivo pojačalo s kvazikomplementarnom simetrijom na izlazu i negativnom naponskom i strujnom povratnom vezom. Slika 3. Ulazni signal dovodi se na bazu tranzistora T1. Izlazni napon diferencijalnog para tranzistora T1 i T2 vodi se na bazu tranzistora T3 koji realizira konačno naponsko pojačanje predpobudnih tranzistora T6 i T7. Predpobudni tranzistor je istovremeno i okretač faze T10, negativnog pobuđivača izlaznog tranzistora. Struja mirovanja određena je diodama D1, D2 i D3 koje su termički povezane s hladnjakom. Sklop zaštite sastoji se od tranzistora T4, T5, D6 i D9. Velika izlazna struja uzrokuje dovoljni pad napona na otpornicima R26 i R29 što uzrokuje da tranzistori T4 i T5 provedu. Vođenje tranzistora T4 i T5 priteže pobudni signal na baze T7 i T6 preko dioda D6 i D9. Negativna povratna veza i naponsko pojačanje definirano je elementima R7, C3 i R8. Problem s ovakvim tipom pojačala je nesimetrija koja uzrokuje pojavu istosmjernog napona na izlazu sklopa. Nesimetrija se podešava promjenom vrijednosti otpornika R13. Međutim, niska vrijednost otpora R13 bit će uzrokom porasta harmoničnih izobličenja. Drugi problem, s fatalnim posljedicama po sklop ovakve konfiguracije, je termički bijeg. Uzroci termičkog bijega mogu biti nepovoljne vrijednosti elemenata, npr. tranzistora T3, T6, T7, dioda D1 - D3, te neodgovarajući pobudni i izlazni tranzistori. Točnim izborom kvalitetnih aktivnih elemenata i materijala pasivnih komponenti termički bijeg nastaje vrlo rijetko. Izlazni tranzistor T11 pobuđuje se direktno emiterom tranzistora T10. Pozitivna polovina signala tranzistora T3 vodi se na bazu T8 preko T7. Emiter T8 pobuđuje izlazni tranzistor T9. Uočavamo nesimetričnu kvazikomplementarnu konfiguraciju. Za vrlo velike izlazne snage, posebno na visokim frekvencijama u prošlosti često nisu bili dostupni prikladni tranzistori, ili ako su bili dostupni, PNP tranzistor uvijek je bio skuplji uz mnogo lošiji frekvencijski odziv od NPN tranzistora. U takvim okolnostima nije bilo moguće primijeniti komplementarni par na izlazu pa se koristila kvazi-komplementarna simetrija, s dva NPN izlazna tranzistora. Danas se kvazi-komplementarna simetrija za vrhunsku audio primjenu više ne koristi, u prvom redu zbog impedancijske nesimetrije izlaznih grana. Međutim, osobitost ovog rješenja je strujna povratna veza koja se uključuje po potrebi. Ona omogućava povezivanje izlazne struje pojačala u mrežu negativne povratne reakcije. Rješenje je izuzetno jednostavno - primjenom djelitelja napona. Pad izlazne struje rezultira proporcionalnim padom napona na otporu R 90, što smanjuje iznos napona negativne povratne reakcije. Dakle, pojačanje sklopa se povećava. Kao posljedicu toga procesa, pojačalo daje veću izlaznu snagu u području rezonancije bas zvučnika, gdje je struja inače reducirana. Reduciranje iznosa negativne povratne veze vodi na povećanje izobličenja. Novije MOSFET pojačalo snage (20) sa sklopom smanjenja greške. Konstrukcija sadržava niz rješenja u cilju poboljšanja statičkih i dinamičkih karakteristika sklopova. Slika 4. Ulazni stupanj je diferencijalna J-FET-bipolarna kaskoda s izvorom konstantne struje. Kaskoda omogućava primjenu niskošumnih dualnih J-FETova. Prednost ove konfiguracije nad diferencijalnim parom je izuzetno potiskivanje šumova i smetnji. J-FET ulazni stupanj može primiti vrlo visoke signale otvorene petlje, s vrlo niskim izobličenjima pa je pojačalo imuno na tranzijentna intermodulacijska izobličenja i radio frekvencijske smetnje. Ulazni stupanj opterećen je strujnim izvorima T6 i T7 kako bi se zadržalo vrlo visoko pojačanje otvorene petlje na niskim frekvencijama. Emiterska slijedila T8 i T9 izoliraju ulazni stupanj od slijedećeg stupnja predpobude. Diode D2 i D3 ograničavaju signale na kolektorima T4 i T5 prilikom odrezivanja vrhova signala. Komplementarni predpobudni stupanj sastoji se od diferencijalne kaskode T10 - T13 opterećene Darlington kaskodom strujnog ogledala T14 - T17 za pobudu izlaznog stupnja. Kaskoda eliminira Millerov (kapacitivni) efekt pa se realiziraju izuzetno visoke brzine prijenosa signala. Uz to, eliminira se i Earlyjev efekt pa se i na niskim frekvencijama poboljšava linearnost. Earlyjev efekt je promjena širine baze pri promjeni napona reverzne polarizacije tranzistora. To ima za posljedicu djelovanje izlaznog kruga na ulazni krug tranzistora pri čemu se nepovoljno mijenjaju statička i dinamička svojstva tranzistora. Komplementarna predpobudna struktura primjenom strujnog ogledala izuzetno smanjuje izobličenja drugog reda. Tranzistori T18 i T19 stabiliziraju napone za baze kaskoda i kolektore emiterskih slijedila. Iznos struja osigurava stabilnost radne točke i prilikom klipovanja. Diode D4 i D7 onemogućavaju zasićenje kaskoda. Zener diode realiziraju dva identična signala pomaknuta 22V koji služe za korekciju pogreške u izlaznom stupnju. Otpornici R11 i R12 određuju pojačanje zatvorene petlje. Otpor djelitelja je vrlo nizak kako bi se smanjio šum, a zadržale vrlo dobre karakteristike na visokim frekvencijama. Pri maksimalnoj disipaciji ovdje teku velike struje te su ovi otpornici predimenzionirani metal-slojni tip u cilju reduciranja izobličenja uslijed brzih temperaturnih promjena. Kompenzacija povratne veze realizira se pomoću C4 i R13. Ova tehnika omogućava realizaciju slew rate preko 300 V/ms i vremena porasta od 100 ns, damping faktor veći od 5000 i zanemariva izobličenja svih poznatih tipova. Osobitost izlaznog stupnja je komplementarna MOSFET konfiguracija s primijenjenim sustavom ispravke greške. Emiterska slijedila T20 i T21 izoliraju izlazni čvor predpobude visoke impedancije od izlaznog stupnja uz realizaciju izlaznog signala na niskoj impedanciji koji se koristi za proces sumiranja pri ispravljanju pogreške. Dvostruka emiterska slijedila T24, T26 i T25, T27 omogućavaju vrlo visoke struje pobude upravljačke elektrode MOSFETA uz izoliranje sumirajućih čvorova. T24 i T25 su brzi tranzistori za mali signal. T22 i T23 uz otpore R38-45 tvore diferencijalno pojačalo sumatora. Izlazni napon ovog tranzistora sumira se s ulaznim signalom preko R34 i R35. Ofset ulaznog signala realizira predpobudni sklop, koji omogućava istosmjerne radne napone ovih sklopova. Napon ofseta mora zadovoljavati maksimalni prednapon i puni napon +/-Vgs primijenjenih MOSFET-ova. Tranzistori T22 i T23 uz R32 i R33 upravljaju padom napona na R34 i R35. Dakle, oni određuju mirnu struju MOSFET-ova korištenjem referentnog napona V_be petlje negativne povratne veze. Otpornici R38 i R39 reguliraju pojačanje petlje i poboljšavaju stabilnost sklopa. Ukupna frekvencijska kompenzacija ispravka greške postavljaju se uz pomoć R36, R37, C6, C7 i C10. Iako ovo rješenje predstavlja, sa stajališta mjerenja pojačala, primjer kako pojačalo visoke kvalitete treba biti projektirano uz tehničke, skoro nedostižne karakteristike, ipak postoje neka primijenjena tehnička rješenja koja ostavljaju mjesta sumnji. Uporaba J-FET diferencijalne kaskode u ulaznom dijelu primorava projektanta na uporabu strujnog ogledala kako bi dobio komplementarni signal pobude. S diskretnim tranzistorima vrlo je teško dobiti točno prilagođenje ogledala. Čak i pod uvjetom idealne simetrije, temperaturne promjene, a posebno Earlyjev efekt uzrok su povećanja izlazne struje u odnosu na ulaznu struju ogledala. Štoviše, odnos struja mijenja se s promjenom napona drugog tranzistora. Dakle, iako strujno ogledalo drastično smanjuje izobličenje drugog harmonika, a opisana izvedba smanjuje utjecaj i Earlyjevog efekta, neki konstruktori nastoje ga izbjeći iz navedenih razloge. Problem komplementarne pobude onda se riješava komplementarnim diferencijalnim parom. Nadalje, primjena MOSFET-a izaziva temperaturnu kompresiju pri reprodukciji najnižih frekvencija, pa ih mnogi audiofili drže nepovoljnim za reprodukciju basova. Sprezanje zvučnika i pojačala Klasični visoko kvalitetni zvučnici u principu imaju vrlo nisku efikasnost. Efikasnost je mjera pretvaranja energije i kod dinamičkih zvučnika se kreće od 0,5 do 1,5 %. (Sustavi ozvučenja s lijevcima mogu imati i desetke puta veće efikasnosti) Zadovoljavajuća glasnoća postiže se primjenom snažnih pojačala snage. Pojednostavljenim primjerom prikazat ćemo odnose. Npr. želimo li u prostoriji postići 1 W akustičke snage, sa zvučnikom efikasnosti 1% neophodno je primijeniti pojačalo snage 100W. Pri tome će se 99% snage, a to je 99 W, pretvoriti u toplinu u elektrodinamičkom sustavu zvučnika. Analiza i projektiranje izlaznog stupnja pojačala snage temeljeno je na pretpostavci kako će na izlazu pojačala biti stalan omski teret. Isto tako, zvučnici i zvučnički sustavi specificiraju se za zadanu snagu i definiraju se s jednim brojem kao vrijednosti impedancije - npr. 4 ili 8 + . Međutim, ključna riječ je impedancija jer uključuje mogućnost aktivne i reaktivne vrijednosti komponente, a time i promjenu faze. Njena složenost uvodi izuzetne zahtjeve za izlazne karakteristike pojačala snage (maksimalna izlazna struja, amplitudna i fazna pričuva itd.). Nadalje, pojačalo snage je smješteno na nekoj udaljenosti od zvučnika i javlja se potreba povezivanja spojnim vodovima. Tada svakom elementu sustava treba posvetiti pozornost u cilju realiziranja ujednačenog lanca za reprodukciju zvuka. Utjecaj modula impedancije zvučnika Prilikom klasičnog projektiranja izlaznog pojačala snage ili prilikom ispitivanja nikada se pojačalo ne spaja na neki stvarni zvučnik, nego se podrazumijeva kako se zvučnik uspješno može zamijeniti omskim otporom (vrijednosti 4 ili 8 oma). Isto tako specificiraju se i pojačala snage (npr. izlazna snaga 100W na otporu od 8 W ). Napon i struja ostaju u fazi na omskom otporu. Također se i zvučnici, bilo kao pojedinačne komponente ili kao složeni sustavi, specificiraju s nazivnom impedancijom u omima. Razne norme DIN, IEC i druge predlažu da se impedancija ne smije mijenjati više od 20% od nazivne vrijednosti. To znači da 8 omski zvučnički sustav ne bi smio imati vrijednost manju od 6,4 ohma , a 4 omski manju od 3,2 ohma . U praksi su vrlo rijetki zvučnici čija je impedancija linearna, već nailazimo na vrlo nelinearne vrijednosti, a te nelinearnosti uzrokuju reaktivne komponente. Reaktivne komponente električne impedancije zvučnika izazivaju višestruko povećane zahtjeve pojačalu snage u odnosu na rad s čistim omskim otporom. Porastom faktora snage raste disipacija izlaznog stupnja i dolazi u pitanje stabilnost rada pojačala. Kombinacija sustava s 3 ili više različitih zvučnika uz pasivnu skretnicu dodatno otežava situaciju. Velik broj mjerenja na zvučnicima i skretnicama vrši se sinusnim signalima tj. na jednoj frekvenciji pa se procjena impedancije zvučnika može napraviti samo grubom procjenom. Novijim istraživanjima pokušala se mjeriti impedancija zvučnika odjednom na više frekvencija primjenom impulsnih signala, te se pokazalo kako zvučnik specificiran kao 8 omski, može pokazati tipične vrijednosti dinamičke impedancije više od šest puta manje od nazivne impedancije. Tako zvučnik s nazivnom impedancijom od 8 + može pokazati dinamičku impedanciju manju od 2 + . Uzrok tome su paralelne sekcije skretnice višepojasnog zvučničkog sustava. Priroda niskofrekvencijskog zvučnika i pripadajuće skretnice je vrlo reaktivna. Pobudi li se bas zvučnik impulsom vrlo velike snage, sama priroda sustava zahtjeva nakon prolaza impulsa negativnu struju pojačala. Ako se u tom trenutku pojavi signal negativne struje, koju slučajno u tom trenutku zahtijevaju srednjetonski i visokotonski zvučnik, rezultantne struje će se sumirati u trenutnu vršnu vrijednost koja daleko nadilazi vrijednosti izmjerene pobudom sinusnim signalom. Statistička analiza programskih signala pokazuje veliku vjerojatnost da se tako nešto dogodi. Projektant pojačala mora tu problematiku vrlo dobro poznavati te projektirati pojačalo tako da bez problema može isporučiti zvučniku zahtjevane vršne struje. U tom smislu obavljena su subjektivna slušna ispitivanja velikog broja raznih pojačala, a izmjerene su i vršne struje koje pojačala mogu isporučiti zvučnicima. Rezultati ispitivanja pokazali su vrlo visoko podudaranje subjektivne kvalitete zvuka s vrijednostima vršne struje. Za pojačala snage 50 W za dobru kvalitetu zvuka potrebne su vršne struje do 15 A, 100W - 25 A, a 200 W pojačala moraju dati minimalno 50 A. Vrijednosti su trenutne, a ne stalne. Drugi tip zvučnika su planarni dinamički zvučnici (npr. Magnaplanar ili slični) kod kojih je velika i lagana membrana isprepletena vodičima i postavljena unutar prozračne strukture magneta. Takvi zvučnici predstavljaju pojačalu skoro čisti omski teret pa ih je izuzetno lako pobuđivati i s pojačalom lošije kvalitete. To je jedan od razloga kvalitetnog zvuka planara. Potpuno različitu skupinu čine elektrostatski zvučnici. Zbog svoje prirode (kapacitet koji se pobuđuje putem transformatora) elektrostatske zvučnike se vrlo teško pobuđuje, kako na visokim, tako i na niskim frekvencijama. Na niskim frekvencijama impedancija primara transformatora, neophodnog za pobudu, pada do ekstremno niske vrijednosti. Na visokim frekvencijama izuzetno utječe kapacitet samog zvučnika. Iako se ovi nedostaci raznim pristupima mogu djelomično kompenzirati, ipak izlazno pojačalo mora biti izuzetno stabilno i treba posjedovati mogućnost davanja značajne struje na frekvencijskim ekstremima. U nekim slučajevima potrebno je instalirati otpornik male vrijednosti (1-2 W ) u seriju sa zvučnikom, što za posljedicu ima gubitke na visokim frekvencijama, ali i stabilniji rad primijenjenog pojačala. Zbog toga se pobuda elektrostatskih zvučnika sa sigurnošću može uzeti za vrlo pouzdan indikator stabilnosti i zvučne kvalitete pojačala snage. Ipak, zbog male zastupljenosti planarnih i elektrostatskih zvučnika, najveći problemi ostaju kod dinamičkih zvučnika. Posebno treba naglasiti da niski Q_e zvučnika zahtjeva to veću negativnu vršnu vrijednost struje. U posljednje vrijeme trend zvučnika pokazuje kretanje prema sve nižoj vrijednosti Q_e faktora pa prema tome pojačala imaju sve zahtjevnije zadaće. Pri određivanju pojačala, mnogo važniji podatak od potrebne snage je maksimalna impulsna struja na izlazu. Klasičnom analizom pretpostavimo da su zvučnici impedancije 8 W , s minimalnom impedancijom cca. 6.4 W . Pri snazi od 100W na impedanciji od 8 W napon će biti 28.3 V, a efektivna vrijednost struje na 6.4 W bit će 4.4 A. To je vršna vrijednost od 6.25 A. Suvremeni višepojasni dinamički zvučnici s pasivnim skretnicama mogu pokazati dinamičku impedanciju višestruko manju od nazivne pa uzmemo li i faktor sigurnosti, vrlo lako ćemo se približiti struji vršne vrijednosti od 25 A. Snaga pojačala zasnovana na stalnoj snazi pojačala potpuno je irelevantna za vrhunsku vjernost reprodukcije. S inženjerskog stajališta treba posebno naglasiti da pojačala treba projektirati za male stalne snage, uz mogućnost vrlo velikih struja trajanja 2 - 20 ms. U tu svrhu konstruirani su posebni ispravljački sklopovi koji, kad to zatreba, mogu trenutno isporučiti vrlo velike struje. Subjektivna ispitivanja su pokazala da takva pojačala i rade najbolje uz relativno nisku cijenu. Međutim, to je daleko od visoke vjernosti, jer takva pojačala mijenjaju linearnost prijenosne funkcije pri promjeni napona napajanja. Na drugoj strani imamo posebno konstruirana pojačala s mogućnosti stalnog davanja vrlo velikih struja na izlazu, ali ta pojačala zbog vrlo složenih i skupih konstrukcija nisu dostupna širokom krugu potrošača iako danas pružaju najvišu kvalitetu reprodukcije. Dakle, pri realizaciji izlaznog stupnja pojačala jedan od vrlo važnih podataka koje treba znati je izlazna vršna struja pojačala pri impulsu trajanja od 2 - 20 ms. Klase rada pojačala Po načinu rada pojačala se dijele u klase. Za audiopojačala snage poznate su klase A, B, AB, D, G i H. Klasu A definiramo onom u kojoj izlazni tranzistori pojačala uvijek rade između granica kolektorskog odrezivanja i saturacije. Drugim riječima, radna točka izlaznih tranzistora je uvijek u linearnom području, jer struja mirovanja teče cijelo vrijeme rada. Najveća prednost ovakvog načina rada je izbjegavanje preskočnih izobličenja koji se javljaju pri radu pojačala u B klasi. Izvori ovih izobličenja vide se na Slici 5. Prijenosna karakteristika u klasi B, umjesto da bude idealna (prikazana crtkano) ima cik-cak oblik (prikazano punom crtom). Vodoravni segment je mrtva zona, koja je uzrok poznatih crossover ili preskočnih izobličenja koji se tako zovu, jer u tom području izlazna struja preskače s jednog izlaznog tranzistora na drugi (mijenja predznak). Vodoravni segment u okolišu napona napajanja posljedica je saturacije izlaznog tranzistora i uzrok je odrezivanja izlaznog napona, ako je amplituda signala previsoka. Pozitivni i negativni period signala spajaju se upravo na mjestu na kojem je prijenosna karakteristika izlaznog stupnja nelinearna - u području kolektorskog odrezivanja. Zbog toga nastaje diskontinuitet prijenosne karakteristike što dovodi do izobličenja. Pojačala u klasi A nemaju ova izobličenja jer izlazni tranzistori uvijek vode. Međutim, upravo zbog toga, iskoristivost takvih pojačala je vrlo niska te zahtijevaju izuzetno velike hladnjake za odvođenje topline, te vrlo velike ispravljače koji osiguravaju potrebnu struju. Budući da su izlazni tranzistori pojačala snage u klasi A uvijek uključeni, ta pojačala su spremna u svakom trenutku momentalno odgovoriti na ulaznu pobudu. To nije slučaj s pojačalima u B klasi. Budući da im struja kroz izlazne tranzistore teče samo dok postoji pobudni signal na ulazu, pojačala u klasi B prvo moraju dovesti izlazne tranzistore u stanje vodljivosti, a tek onda pojačati ulazni signal. Međutim, kako je dovođenje tranzistora iz zapornog područja u aktivno područje proces koji ima neko vrijeme trajanja, pri svakoj naponskoj pobudi, takva pojačala izgubit će dio signala pobude. Npr. pri valnom obliku frekvencije 20 kHz, 2% ulaznog signala neće uspjeti doći na izlaz, jer je to vrijeme koje će biti potrebno tranzistorima da se uključe. Pored navedenog, pojačala u klasi A imaju jako nisku izlaznu impedanciju, visok damping faktor (prosječno 10 puta bolji od pojačala u klasi B ili AB) što omogućava vrlo jaku kontrolu nad dinamičkim zvučnikom pri tranzijentnoj pobudi velikim strujama. Rad u linearnom dijelu prijenosne karakteristike omogućava vrlo niska izobličenja svih tipova, a ona koja mogu nastati obično su niskog reda npr. 3. harmonik. Izobličenja se lako mogu smanjiti vrlo malim iznosom negativne povratne reakcije. Za razliku od pojačala u klasi A, pojačala u klasi B generiraju 5. i 7. harmonik koji je subjektivno vrlo neugodan. Međutim, ova izobličenja pojačala u klasi B nije lako reducirati negativnom povratnom reakcijom jer se javljaju u dijelu karakteristike pri kojem tranzistor prestaje voditi, a u takvim uvjetima negativna povratna reakcija ne funkcionira. Visoke struje mirovanja omogućavaju pojačalima u klasi A vrlo široki frekvencijski spektar snage, a time i mala slew izobličenja, u čemu im nisu ravna pojačala u klasi B ili AB. Pojačala u klasi A imaju veliku disipaciju, a pojačala u klasi B imaju lošu impulsnu karakteristiku pa je najviše pojačala u klasi AB. Takva pojačala, ovisno o struji mirovanja (koja kod raznih konstruktora varira od nekoliko desetaka do više stotina miliampera) u prvom dijelu karakteristike rade u klasi A, a nakon toga u klasi B. Mirna struja se može povećati ako su ispunjena tri uvjeta. Prvo tranzistori moraju imati dovoljnu snagu; drugo: ispravljač mora biti projektiran tako da može dati dovoljnu struju i treće: hladnjak mora imati dovoljnu površinu za disipiranje viška topline. U radu takva pojačala stalno prelaze iz klase A u klasu B i obrnuto, pri čemu se aktiviraju razni nelinearni mehanizmi, svojstveni primijenjenom tipu izlaznog sklopa. Rezultat je vrlo visoki porast izobličenja pri srednjim razinama snage. Ovdje treba naglasiti kako se pojačala u klasi AB ponašaju odlično dok rade u klasi A ili u klasi B. Problemi nastaju samo pri prijelazu rada iz jedne klase u drugu. Slika 7. Ekvivalentna shema izlaznog stupnja u AB klasi i idealizirana prijenosna karakteristika Osnovna shema izlaznog stupnja prikazana je na slici kao i idealizirana prijenosna karakteristika. Razlika u pojačanju posljedica je prijelaza rada iz klase A u klasu B. Uzrok je promjena izlazne impedancije. U klasi B istovremeno vodi samo jedan izlazni tranzistor, a u klasi A istovremeno vode oba izlazna tranzistora. Može se pokazati da izobličenja koja nastaju pri prijelazu iz klase A u B imaju vrijednost od 0.5 do 10%. Izobličenja će biti maksimalna pri izlaznoj struji jednakoj četverostrukoj vrijednosti struje mirovanja. Porastom izlazne snage, ova izobličenja se smanjuju. Izvršenom analizom vidimo kako će vrijednost THD izobličenja padati, smanjujemo li vrijednost emiterskog otpornika R_e. Rješenje ispravljača audio pojačala snage Ispravljač je jedan od izuzetno važnih i skupih sklopova svakog pojačala, a na njemu proizvođač može najviše uštediti. Posebno su zanimljivi marketinški pristupi definiranju snage pojačala i snage transformatora. Potpuno je prihvatljivo kako transformator neće stalno raditi s punom ustaljenom snagom, iako se tu može prigovoriti kako suvremena glazba s bogatim basovima za realnu reprodukciju od pojačala zahtijeva istu količinu kontinuirane snage kao i ustaljeni signal pune snage. Mnogi proizvođači specificiraju kako njihova pojačala u mostu daju. npr. 2000 W efektivne snage na 2 + , a ugrađuju transformator od 600 W efektivne snage. Dakle, ako želite na izlazu pojačala imati 2000 W efektivne snage potrebno mu je privesti više od toga. U klasi B bar 50% više, a u klasi AB do klase A potrebno je oko 75 % do 1000 % više od 2000W. Drugi mit govori nam kako će pojačalo s npr. 45000 mikroF kapaciteta zvučati bolje od onoga s, recimo, 20000 mikroF. To može, ali u najvećem broju slučajeva ne mora biti točno. Ovdje treba napomenuti kako elektroliti imaju najkraći životni vijek (u funkciji radne temoperature) od svih komponenata koje se ugrađuju u pojačalo snage, a vrlo su skupi ako su kvalitetni. Osim ukupnog kapaciteta, postoje i mnogo važnije karakteristike. Npr. vrlo je važno znati koliki je ekvivalentni serijski otpor elektrolitičkog kondenzatora i maksimalna dopuštena struja. Za različite proizvođače ove vrijednosti imaju ogromne razlike, iako su elektroliti po kapacitetu i nazivnom naponu identični. Pored toga, potrebno je znati stalnu i vršnu maksimalnu struju primijenjenog transformatora, presjek i tip spojnih vodova unutar i izvan pojačalala, tipove primijenjenih konektora na putu signala i struja napajanja itd. Dakle, potrebno je poznavati rezultirajuću totalnu impedanciju ispravljača, a to je ono što nijedan proizvođač nikad ne specificira, jer nakon definiranja ove impedancije kvaliteta ispravljača postaje jednoznačno definirana. Tiskane pločice Tiskane pločice s trakama koje vode velike struje trebaju biti što je moguće šire kako bi se smanjili parazitni otpori. Otpor vodova smanjuje se izborom pločica koje su pobakrene slojem od 70 mikrom ili još bolje slojem od 105 mikrom umjesto uobičajenih 35 mikrom. Naravno, uz to svatko želi što bolju reprodukciju visokih frekvencija. Potrebno je smanjiti međuinduktivitet kako bi se omogućila kvalitetna reprodukcija visokih frekvencija. Interesira nas što je s vodičima koji vode signale frekvencije 0 Hz tj. istosmjerne signale napajanja pojačala snage. Da li je i ovdje potrebno voditi računa o međuinduktivitetu i kvaliteti vodova? Izlaznom stupnju pojačala snage dovodi se istosmjerni napon napojnim vodovima. Napojna struja nije konstantna. Cijelo vrijeme govorimo kako se struja mijenja u ritmu glazbenog audio signala. Dakle, struja se može mijenjati u istom ritmu kao i najbrži glazbeni signal. Najobičnija bakrena traka na tiskanoj pločici može imati značajan iznos induktiviteta. Pokazali smo kako na upravljačkoj elektrodi MOSFET-a vodljiva linija dužine 2,5 cm već ima induktivitet od 0.02 mH koji izaziva osciliranje. Eksperti na ovom području pokazali su kako se zvuk audio uređaja može čujno poboljšati realizacijom vodova napajanja koji su vrlo niske impedancija na svim frekvencijama. Tehnika je ista kao i kod zvučničkih vodova - jednostruke vodiče treba zamijeniti izoliranim plosnatim vodičima koji leže jedan iznad drugog uz suprotne polaritete. Drugi način je zamjena upletenim vodičima velikog presjeka. Velike kapacitivnosti vodova ovdje nisu nikakav problem jer su u paraleli s kondenzatorima ispravljača. Jedno od kvalitetnih rješenja je trostruka tiskana pločica na kojoj su u sredini vodiči mase, a s gornje i donje strane vodovi pozitivnog i negativnog napajanja što većeg presjeka i površine. Ovo poboljšanje unosi čujnije efekte, nego povećanje ukupnog kapaciteta kondenzatora u ispravljaču. Isto tako i tiskane veze koje su na potencijalu zemlje trebaju imati što manji induktivitet. Pored zvjezdastog uzemljenja kojeg primjenjuje vrlo mali broj proizvođača, jedno od rješenja dokazanih u praksi je vođenje uzemljene vodljive trake, paralelno s vodljivom plohom na tiskanoj pločici koja je na nultom potencijalu, ali tako da se ne dodiruju. Mnoge firme su primijenile ovaj način tzv. ground bus sistema niske induktivnosti koji u praksi zvuči čujno kvalitetnije od ostalih na srednjim i niskim frekvencijama. Impulsna izobličenja pojačala s negativnom povratnom reakcijom 1970 godine M. Ottala je koristeći analizu Dughertyija i Greinera analizirao impulsna izobličenja pojačala i došao do značajnih postavki i zaključaka:

U cilju minimiziranja impulsnih izobličenja potrebno je pretpojačalom ograničiti frekvencijski odziv čitavog pojačala snage.

To znači da frekvencijski odziv pojačala snage bez povratne reakcije određuje željeni frekvencijski odziv pretpojačala. Nakon toga primjena negativne povratne reakcije ne mora poboljšati korisni frekvencijski odziv cjelokupnog pojačala snage.

Ako visokokvalitetno pojačalo snage zahtijeva gornju graničnu frekvenciju od 20 kHz, ono je treba dosegnuti bez primijenjene negativne reakcije.

To znači da gornja granična frekvencija pojačala snage bez primijenjene negativne reakcije mora iznositi 20 kHz pomnoženo s pojačanjem petlje povratne reakcije (npr. za pojačalo s 30 dB negativne reakcije to iznosi 630 kHz; a za 40 dB negativne reakcije gornja granična frekvencija pojačala snage treba biti 2 MHz).

Za svako pojačalo snage postoji optimalni iznos negativne povratne reakcije. Svaka promjena iznosa negativne povratne veze od optimalne vrijednosti povećat će subjektivni osjet impulsnih izobličenja.

Uobičajena lag kompenzacijska tehnika kojom se realizira stabilno pojačalo s negativnom reakcijom je nepreporučljiva. Snižavanjem gornje odrezne frekvencije pojačala snage, rastu impulsna izobličenja.

Značaj analize koju je proveo Otala, je u tome što je ona naglasila analizu pojačala snage u vremenskom području, a ne u frekvencijskom području, koja se do tada tradicionalno koristila. Nadalje, autori su naglasili značaj slew-rate ograničenja, a to je mehanizam izobličenja kojemu se do tada, prilikom projektiranja pojačala, nije dovoljno poklanjala pažnja Slew rate izobličenja Slew rate elektroničkog sklopa je mjera brzine kojom taj sklop linearno mijenja izlazni signal pri promjeni ulaznog signala. Pretpostavimo kako je na ulazu pojačala primijenjena jedinična funkcija. Izlazni signal ne može momentalno promijeniti stanje pa će njegov odziv na pobudu biti realiziran unutar konačnog vremenskog intervala. Međutim, ako odziv na momentalnu promjenu prelazi vrijeme potrebno aktivnim elementima sklopa da realiziraju tu promjenu, riječ je o slew rate ograničenjima. Mjerimo li ovu promjenu, možemo je izraziti vremenom koje je potrebno promjeni napona tj. V/mikro s. Dakle, ako je brzina pojačala npr. 100V/mikro s i na ulazu imamo promjenu napona, izlaz će pratiti promjenu ulaza brzinom od 100V/mikro s. Ova promjena je vrlo brza i omogućava pojačalu punu snagu na vrlo visokim frekvencijama. Slika 8. Slew izobličenja Objasnit ćemo ovu pojavu detaljnije. TIM izobličenje pojavljuje se u trenucima u kojima tranzijentni ulazni signal preoptereti ulazni stupanj pojačala, što za posljedicu ima kratkotrajno nelinearno ponašanje ili odrezivanje tranzistora ulaznog stupnja upravo u trenutku prije dolaska signala negativne povratne reakcije. Ako ulazni stupanj odrezuje, pojačalo će dati tvrdo TIM izobličenje. Ako ulazni stupanj postaje nelinearan ali ne odrezuje kaže se da pojačalo daje lako TIM izobličenje. Kako se pojavljuje TIM? Razlika ulaznog napona v_i i napona negativne reakcije v_fje napon greške: v_e (v_i - v_f = v_e). Napon greške pobuđuje otvorenu petlju pojačala. Ako je pojačanje otvorene petlje vrlo veliko, napon greške ustaljenog stanja je vrlo mali pa ulazni stupanj nije preopterećen. Međutim, pretpostavimo na ulazu pojačala jediničnu step funkciju (v_i=1, t=0). Ulazni napon će se momentalno povećati od 0 do 1V u beskonačno kratkom vremenskom intervalu. Izlazni napon ne može se momentalno promijeniti pa je izlazni napon (u trenutku pojave jedinične funkcije na ulazu pojačala) jednak nuli; v_o = 0. U istom trenutku (pojave jedinične funkcije), kad nema izlaza, nema ni negativne povratne reakcije tj. v_f = 0. Signal greške onda je (v_i - v_f = v_e), tj. 1 - 0 = v_e = 1 V. U idućem trenutku, izlazni napon v_o počinje rasti, pa počinje rasti i signal negativne reakcije v_f zbog čega v_e počinje opadati (jer je jednak razlici ulaznog signala i signala negativne reakcije). Pretpostavimo sada kako je ulazni stupanj pojačala obično diferencijalno pojačalo s bipolarnim tranzistorima. Diferencijalni napon je signal greške pa će step od 1V na ulazu sklopa izazvati veliko preopterećenje. Ovaj problem može se riješiti na dva načina. Prvim načinom postavljaju se serijski emiterski otpornici, a drugim načinom bipolarni tranzistori zamjenjuju se FET-ovima. Ovdje postoje različita mišljenja projektanata jer jedni daju prednost bipolarnim, a drugi FET tranzistorima. Međutim, najveći broj pojačala vrhunske audio kvalitete riješen je s bipolarnim tranzistorima, posebno zbog nepredvidivih karakteristika FET-ova i njihovog izraženog tzv. flicker šuma. Kašnjenje potrebno signalu negativne povratne reakcije da prevali put od izlaznog do ulaznog stupnja određeno je frekvencijskom širinom pojasa otvorene petlje pojačala. TIM se ne može pojaviti ako je frekvencijska širina pojasa pojačala, mnogo veća od frekvencijske širine pojasa signala, pa je to ujedno i kriterij minimiziranja TIM izobličenja. Međutim, produkt pojačanja otvorene petlje i frekvencijske širine pojasa otvorene petlje ne smije biti prevelik. Poveća li se frekvencijska širina pojasa otvorene petlje, pojačanje otvorene petlje istovremeno se mora smanjiti kako bi pojačalo ostalo stabilno. Utjecaj nekih novijih čimbenika na kvalitetu Kriteriji projektiranja pojačala su najčešće ograničeni na frekvencijski odziv, izobličenja, izlaznu snagu i izobličenja. Međutim, kako veliki broj pojačala sa sličnim rezultatima mjerenja zvuče potpuno različito, neki elektroakustičari su pravilno uočili kako navedene objektivne veličine, iako vrlo važne, nisu jedine i najznačajnije za pravilno određivanje kvalitete zvuka nekog pojačala. Bilo je potrebno naći neke nove i značajnije. Jedno od poznatijih je pobuda asimetričnim signalom. Pri mjerenju svih tipova izobličenja koriste se simetrični signali. Npr. valni oblik sinusoide ima potpuno istu površinu iznad i ispod apscise - signal je simetričan. Mnogi glazbeni signali, a posebno govor potpuno su nesimetrični signali. Korisnici su uočili kako bi i pojačala trebalo ispitivati pri mjerenju s nesimetričnim signalima. U trenucima odrezivanja signala, kondenzator u grani povratne veze ne prima naboj preko otpornika u istoj grani kao i pri linearnom režimu. U trenutku otklanjanja preopterećenja koje je uzrokovalo odrezivanje signala, novonastalo stanje se mora uravnotežiti na novu istosmjernu razinu. Uravnoteženje nastaje pražnjenjem kondenzatora. RC konstanta ovog sklopa je izuzetno duga i ovom procesu je potrebno vrlo dugo vrijeme pa je i vrijeme oporavka vrlo dugo. Pojačalo kojemu nije primijenjen kondenzator koji premoštava emiterski otpornik (dodatno pojačanje na niskim frekvencijama), koje nema izlazni kondenzator, a koji ima beskonačno veliki kapacitet povratne petlje (to je istosmjerna servo petlja pojačala koja simulira beskonačno veliki kapacitet) pokazuje momentalno oporavljanje od preopterećenja. Naravno, takvo pojačalo onda zvuči kvalitetnije. Subjektivne karakteristike zvuka Konačna kvaliteta zvuka nekog pojačala je subjektivna osobina koja se definira slušnom procjenom. Subjektivne slušne testove potrebno je organizirati i voditi tako da njihovi rezultati budu statistički ponovljivi. Osnovni pristup pri subjektivnim ispitivanjima su statističke metode eksperimentalne psihologije kojima je osnovni cilj utvrditi koji je elektroakustički sustav odnosno pojačalo bliže originalu, koliki su pragovi čujnosti pojedinih tipova izobličenja itd. Sve usporedbe kvaliteta različitih sustava bez referentne vrijednosti nemaju nikakvog smisla. Kako bi subjektivna slušna ispitivanja imala značenje i smisao svim zainteresiranima, potrebno ih je voditi na slijedeći način: -voditelji ispitivanja trebaju imati svu potrebnu tehničku kompetenciju kako bi se izbjegli svi utjecaji koji bi štetno utjecali na izvedene zaključke -potrebno je eliminirati sve linearne razlike, prije nego se započne ispitivanjem nelinearnih razlika -subjektivni sudovi trebaju biti što je moguće jednostavniji, a u prvom redu potrebno je utvrditi razlike pojedinih komponenata u odnosu na referencijalni izvor - najtočnije rezultate moguće je postići ako pri izvođenju ispitivanja ni voditelji ni ispitanici nemaju uvid u tip uređaja koji reproducira glazbeni primjer Pri izvođenju subjektivnih slušnih testova potrebno je obratiti pozornost na dob, spol, školsku spremu i interes za glazbu ispitanika. Posebno je značajno audiološki pregledati slušni kanal, bubnjić, pokretljivost bubnjića te odrediti prag čujnosti svih ispitanika audiometrijskim pregledom. Bez provođenja ovih predradnji rezultati subjektivnog slušnog ispitivanja nemaju znanstvenu težinu. Ispitivanja su pokazala kako su slušatelji znatno osjetljiviji na tranzijentna intermodulacijska izobličenja pri reprodukciji zvučnicima, nego slušalicama. Ispitanici su uspjeli detektirati razinu od 0.003 % tranzijentnog intermodulacijskog izobličenja u trajanju od 200 ms kao promjenu karaktera zvuka. Međutim, kao izobličenje zvuka tranzijentna intermodulacija osjeća se tek pri razinama od 0.5% u trajanju od 250 ms. Čujni karakter izobličenja mijenja se prema tipu signala koji se reproducira. Tako npr. pri zbornom pjevanju, izobličenja su izuzetno naglašena i očituju se kao trganje papira. Pri reprodukciji cimbala nastaje efekt trenutnih zatamnjenja tonske slike, dok se pri reprodukciji limenih duhača efekt tranzijentne intermodulacije ne može osjetiti, bez obzira na razinu. Zvuk violina, pod utjecajem izobličenja, postaje tvrd, metalan ili agresivan. Trenutno stanje odnosa rezultata mjerenja i subjektivnog osjeta zvuka je takvo da je moguće kazati kako ne postoje slušni fenomeni kojima nije moguće izmjeriti mogući uzrok. Međutim, mjerenja lako mogu pokazati i razlike koje nisu čujne pri temeljitim subjektivnim slušnim ispitivanjima. Zato ćemo opisati jedno pojačalo (2) koje udovoljava mnogim navedenim preduvjetima za realizaciju dobrog zvuka. Slika 10. Ulazni stupanj: Otpornik R1 određuje ulaznu impedanciju na 20k, a R2 i C1 formiraju ulazni niskopropusni filter s gornjom graničnom frekvencijom na 200 kHz. Tranzistori T1 do T4 formiraju ulazni stupanj s komplementarnim diferencijalnim pojačalom. Ulazni signal dolazi na baze T1 i T3, a signal negativne povratne reakcije na baze T2 i T4. Diferencijalno pojačalo oduzima signal negativne povratne reakcije od ulaznog signala u cilju dobivanja signala greške koji pobuđuje idući stupanj pojačala. Signali greške su struje tranzistora T1 i T3. Kondenzator C1, osim što formira niskoprolazni filter na ulazu pojačala, ujedno i poboljšava prolaz signala negativne povratne reakcije kroz diferencijalno pojačalo u cilju poboljšanja fazne pričuve prijenosne funkcije. T5 i T6 čine kaskodni stupanj s zajedničkom bazom koji provodi signal greške diferencijalnog pojačala prema bazama tranzistora T12 i T13 drugog stupnja pojačala. Svrha tranzistora T5 i T6 je smanjivanje pada napona preko T1 - T4 za 18 volti, u cilju zaštite od proboja. C2, C5 omogućavaju referentnu masu izmjeničnim signalima za baze T5 i T6. Otpornici R15 i R16 određuju struje diferencijalnih pojačala na 3.24 mA. Ova struja i otpornici od R7 do R10 određuju transkonduktancijsko pojačanje diferencijalnih pojačala na 1.6mA/V. Ovdje je neuobičajeno primijetiti određivanje radnih struja bez aktivnih strujnih izvora - potpuno uobičajenim u ulaznim stupnjevima kod većine kvalitetnijih audio pojačala snage. Aktivni strujni izvori mogu do 1000 puta poboljšati faktor potiskivanja diferencijalnog pojačala ali aktivni strujni izvori generiraju veći šum. Pored toga, karakteristike uključivanja pojačala snage određene su karakteristikom uključivanja diferencijalnog para na ulazu, odnosno o RC konstanti sklopa. Zbog toga se pojačalo bez aktivnog strujnog izvora uključuje postepeno bez strujnog udara u zvučnicima , što je karakteristika sklopa s aktivnim strujnim izvorom. Otpornici R7 do R10 su tzv. emiterski degeneracijski otpornici koji imaju vrlo važnu ulogu pri frekvencijskoj kompenzaciji pojačala. Bez ovih otpornika došlo bi do porasta pojačanja diferencijalnog pojačala što bi ugrozilo stabilnost rada tj. dovelo bi do oscilacija. Kako bi se izbjegle oscilacije pri radu bilo bi potrebno smanjiti radne struje diferencijalnog para i znatno povećati kapacitete kompenzacijskih kondenzatora C10 i C11. Svaki od ovih postupaka bitno bi umanjio slew rate pojačala i povećao osjetljivost na probleme izazvane tranzijentnom intermodulacijom. Pored toga ovi otpornici povećavaju i linearno područje rada diferencijalnog para (tzv. napon tranzicije) za cca. 16 dB. To značajno smanjuje osjetljivost pojačala na izobličenja SID, TIM i DIM tipa. Drugi stupanj pojačanja: T12 i T13 su komplementarni stupnjevi sa zajedničkim-emiterom koji omogućavaju vrlo visoki stupanj pojačanja signala greške diferencijalnog pojačala. R21 do R24 određuju predstruju T12 i T13 na 4.2 mA. Transkonduktancijsko pojačanje T12 i T13 određeno je ovom strujom i otpornicima R21 do R24 na 2.5 mA/V. T8 i T9 su sastavni dijelovi sklopa zaštite i u normalnom stanju ne vode. C10 i C11 su kompenzacijski kondenzatori ili tzv. Millerovi kondenzatori koji određuju frekvenciju dominantnog pola stupnja T12 - T13. Kondenzatori C10 i C11, te otpornici R7 do R10 i kapacitet poluvodičkog spoja kolektor-baza tranzistora T12 i T13, u kombinaciji sa strujom diferencijalnog pojačala određuju produkt pojačanja i širine prijenosnog pojasa pojačala (tzv. Gain-Bandwidth produkt) na 8.5 MHz i slew rate na 70 V/mikrosec. C10 i C11 su jedini kompenzacijski kapaciteti cijelog pojačala. Bez njih pojačalo bi najvjerojatnije osciliralo. Kompenzacijski kondenzatori spojeni su između baze i kolektora tranzistora T12 i T13. Mjesto kompenzacije je optimalno jer prisiljava drugi pol prijenosne funkcije na višu frekvenciju. Vrijednost kondenzatora je vrlo mala jer se njihova efektivna vrijednost povećava Miller efektom. VBE - sklop: Predstruje tranzistora T12 i T13 teku kroz VBE množitelj kojeg formira T7. Ovaj tranzistor spojen je kao istosmjerni naponski regulator s primijenjenom paralelno-serijskom negativnom povratnom reakcijom. Istosmjerni pad napona uzduž T7 postavlja se promjenjivim otpornikom P1 a to određuje radnu struju izlaznog stupnja. Diode D1 do D4 postavljene su u fizičkom kontaktu s hladilom izlaznih tranzistora T18 do T21 u cilju omogućavanja negativne toplinske reakcije prema VBE množitelju. Diode uzrokuju pad napona na tranzistoru T7 uslijed porasta temperature hladnjaka što sprječava fatalni termički bijeg izlaznih tranzistora T18 - T21. Pobudni stupanj: Izlazni signal T12 i T13 primjenjuje se na pobudni stupanj pojačala koji je komplementarni Darlington kojeg formiraju T14 do T17. Topologija pobudnog i izlaznog stupnja (T18 - T21) pokazuje najnižu izlaznu impedanciju od svih mogućih stupnjeva uključujući i Sizklai konfiguraciju u najširem frekvencijskom području - što znači da može isporučiti najviše struje teretu. Ovdje je važno uočiti kako pobudni stupanj omogućava strujno pojačanje potrebno za pobudu izlaznog tranzistora bez opterećenja tranzistora T12 - T13 u stupnju naponskog pojačanja. Naponsko pojačanje pobudnog stupnja je približno jedinično, ali uz vrlo visoko strujno pojačanje. Radne struje T14 i T15 postavljene su približno na 4 mA - padom napona na VBE množitelju uz otpore R34 i R35. Radne struje T16 i T17 su približno 4.5 mA, padom napona na VBE množitelju i otpornikom R36. Izlazni stupanj: Tranzistori T18 do T21 formiraju izlazni stupanj komplementarnog emiterskog slijedila koje napaja potrebnom strujom teret. Struja mirovanja izlaznog stupnja određuje rad u AB klasi. Dok izlazni stupanj radi u klasi A svi izlazni tranzistori vode i bez ulaznog signala. Dok izlazni napon postaje pozitivniji, T18 i T20 provode više struje prema teretu, dok T19 i T21 progresivno prestaju voditi. Dok izlazni napon postaje negativniji, T19 i T21 provode više struje prema teretu, dok T18 i T20 progresivno prestaju voditi. Naizmjenično prestajanje rada para tranzistora je način rada u klasi B. Dok izlazni napon prolazi kroz nulu, sva četiri izlazna tranzistora vode tj. rade u klasi A što minimizira preskočna izobličenja na izlaznom valnom obliku. Problem nastaje pri izboru izlaznog stupnja pojačala, koje treba imati vrlo visoko strujno pojačanje. Uobičajeni sklopovi sa svojstvima visokog strujnog pojačanja su Darlington i Sziklai. Darlington par: emiter prvog tranzistora T1 priključen je na bazu drugog tranzistora T2, a kolektori su povezani zajedno. Oba tranzistora ponašaju se kao jedan tranzistor čija baza je baza T1, emiter je emiter T2, a čiji kolektor je spoj kolektora tranzistora T1 i T2. Ako su faktori strujnog pojačanja tranzistora T1 i T2: ß₁ i ß₂; strujno pojačanja Darlingtona bit će ß_Darl = (1 + ß₁)(1 + ß₂) - 1 što se približno aproksimira izrazom ß₁ ß₂ za velike vrijednosti ß. Sziklai par: kolektor T1 spojen je na bazu T2, dok je emiter T1 spojen na kolektor T2. Oba tranzistora ponašaju se kao jedan čija je baza, baza tranzistora T1, čiji kolektor je emiter T2, i čiji emiter je spoj emitera T1 i kolektora T2. Faktor strujnog pojačanja ß Sziklai para je ß_Szik = ß₁(1 + ß₂). I u ovom slučaju to se približno aproksimira izrazom ß₁ ß₂ za velike vrijednosti ß. Sličnosti i razlike: Darlington par ima dva spoja baza-emiter u seriji, pa će napon baza-emiter Darlingtona biti 2V_D , umjesto V_D . Darlington par i Sziklai par, imaju napon V_CE tranzistora T1 u seriji s naponom V_BE tranzistora T2, pa je ukupni napon V_CE(sat) (ili V_EC(sat) pnp-ekvivalentnog para) veći od napona V_D. Darlington par i Sziklai par mogu se koristiti u svim osnovnim modovima rada (zajednički emiter, zajednički kolektor i zajednička baza). Sziklai par često se naziva i komplementarni Darlington ili kolektorski povezani Darlington, a ponekad i super-beta par. Međutim, izraz super-beta češće i točnije opisuje pojedinačni tranzistor s vrlo visokim faktorom strujnog pojačanja ß. Pojedinačni super-beta tranzistori proizvode se s vrlo tankom bazom zbog čega ne trpe visoke napone između kolektora i emitera. Sziklai par simulira vrlo visoke ß, ali trpi visoke napone kolektor-emiter. Odabran je Darlington jer pruža najnižu izlaznu impedanciju u najširem frekvencijskom području. Međutim, nepovoljno je što se sada na izlazu javljaju tri spoja baza-emiter u seriji. Slika 11. Darlington i Sizklai par Pad napona na VBE množilu određuje struju mirovanja izlaznih tranzistora. Ako je P1 podešen tako da mirna struja u svakom tranzistoru iznosi oko 45 mA, na oscilografu spojenom na 8 omski teret nestat će sva preskočna izobličenja pri nivoima od 10 dB ispod pune snage. Međutim želi li se pojačalo gurnuti više prema klasi A, moguće je struju mirovanja podesiti na višu vrijednost max. do 200 mA. Ni u kojem slučaju pojačalo ne bi trebalo gurnuti u čistu klasu A. U mirnom stanju tada bi pojačalo disipiralo cca. 600W, što je vrlo veliki zahtjev za ispravljač i izlazne tranzistore kao i za tip hladila. Ovdje bi još mogli spomenuti da je vrlo dobar i pouzdan indikator zvučne kvalitete pojačala snage njegovo ponašanje pri odrezivanju visokofrekvencijskih vrhova. Dok pojačalo odrezuje, neki od njegovih aktivnih elemenata (izlazni i pobudni tranzistori) nalaze se u zasićenju. U tome trenutku na poluvodičkim spojevima zbog velikih struja dolazi do relativno velikog naboja. U trenutku prestanka stanja koje je izazvalo ulazak u zasićenje, ne dolazi do izlaska tranzistora iz zasićenja. Prvo je potrebno neutralizirati spomenuti naboj. U cilju minimiziranja vremena izlaska iz zasićenja nikada se ne smije dozvoliti pobudnim i izlaznim tranzistorima ulazak u zasićenje. Međutim, većina projektanata dozvoljava ulazak pobudnih i izlaznih tranzistora u zasićenje jer se tako može povećati izlazna snaga. Ovdje opisano pojačalo dopušta ulazak u zasićenje samo drugom stupnju pojačala s primijenjenim tranzistorom za mali signal, koji u zasićenju akumulira relativno mali naboj, a koji se vrlo lako i ekstremno brzo neutralizira. Negativna povratna reakcija: Na audio frekvencijama paralelna kombinacija C6 i C7 je kratki spoj dok su C8 i C9 otvoreni krug. Signal negativne povratne reakcije se uzima s izlaza za zvučnik te se vodi prema R17 i R18 pa prema invertirajućem ulazu diferencijalnog pojačala. Dio izlaznog napona koji se vraća na ulaz diferencijalnog pojačala određen je s djeliteljem R19/(R17 + R18 + R19). Faktor pojačanja pojačala približno je jednak recipročnoj vrijednosti ovog izraza i iznosi 21 put ili 26.4 dB, pri specificiranim vrijednostima. Na frekvencijama iznad 150 kHz, C8 i C9 postaju kratki spoj. Zbog toga se signal za negativne povratne reakcije ne uzima s izlaza pojačala, nego sa stupnja pobude. Ovim načinom signal negativne povratne reakcije dijeli se na dvije putanje, što značajno povećava stabilnost rada pri kapacitivnom opterećenju. Ispod frekvencije od 1 Hz C6 i C7 postaju otvoreni krug pa pojačalo ima pri istosmjernom naponu 100% negativnu reakciju i pojačalo realizira jedinično istosmjerno pojačanje što poboljšava stabilnost. Elektrolitički kondenzator C6 je u paraleli s folijskim kondenzatorom C7, što poboljšava visokofrekvencijsku karakteristiku. Sklop zaštite: Tranzistori T8 do T11 tvore sklop zaštite koji sprječava pregaranje izlaznih tranzistora u slučaju kratkog spoja na izlazu. Pri normalnom radu ovi tranzistori ne vode. Tranzistor T10 prati pad napona uzduž otpora R45 i R47, a tranzistor T11 prati pad napona uzduž otpora R46 i R48. Prevelika struja kroz otpore R45 do R48 uzrok je vođenje tranzistora T10 i T11. To će skinuti pobudni signal sa baza T14 i T15 u cilju ograničenja struje tranzistora T18 do T21. Otporima R28 do R38 postavlja se prag strujnog ograničenja koji je u funkciji kako maksimalne izlazne struje tako i maksimalnog izlaznog napona. C17 i C18 sprječavaju ograničenje struje pri radu s brzim impulsima. C19 i C20 potiskuju osciliranje sklopa zaštite. D5 do D10 su signalne upravljačke diode. Ove diode moraju biti ili brze signalne diode ili ispravljači s brzim oporavkom. U suprotnom slučaju svakim prolaskom kroz nulu signala aktivirati će se sklop zaštite. Velike struje kroz R21 i R22 uzrokovat će vođenje tranzistora T8 i T9. To će skinuti signal s baza tranzistora T12 i T13 što će ograničiti izlaznu struju. D11 i D12 štite T18 do T20 od naponskih impulsa koje na izlaz mogu inducirati induktivni tereti ako se pojačalo nađe u zasićenju. Ove diode u normalnim uvjetima rada ne vode. Odvajanje ispravljača i uzemljenje: Kondenzatori C21 do C24 odvajaju ispravljački stupanj u točkama spajanja na tiskanu pločicu, a otpori R32, R33, i kondenzatori C13 do C16 tvore niskoprolazni filter u cilju sprječavanja pojave valovanja na vodovima napajanja koja bi mogla dospjeti do niskonaponskog ulaznog stupnja. C2 do C4 omogućavaju izmjenični referentni potencijal uzemljenja bazama T5 i T6. Svaki kondenzator za odvajanje sastoji se od paralelne kombinacije elektrolitičkog i folijskog kondenzatora u cilju poboljšanja visokofrekvencijske karakteristike. Za najvišu kvalitetu zvuka treba odabrati kondenzatore tipa politetrafluoretilen (PTFE) ili tip metalizirani polypropilen (MKP). Zaključak Suvremeno audio pojačalo za vrhunsku reprodukciju zvuka s bilo kojim zvučnikom i bilo kojim zvučničkim vodom treba imati modernu koncepciju rješenja elektroničkih sklopova. Koncepcija treba biti bezuvjetno stabilna. Pojačalo treba imati više stupnjeva pojačanja s lokalnim povratnim vezama za smanjenje izobličenja. Treba biti primijenjena vrlo mala negativna povratna veza u cilju stabiliziranja pojačanja i definiranja radne točke pojačala. Taj pristup minimizirat će problem brzine prijenosa signala. Pojačalo ne smije imati izlazni kondenzator, a mora imati beskonačno veliki kapacitet povratne petlje. To je istosmjerna servo petlja pojačala koja simulira beskonačno veliki kapacitet. Takvo pojačalo pokazuje momentalni oporavak od preopterećenja. Poželjna je potpuno simetrična topologija pojačala od ulaza do izlaza. Prednost takve topologije je poništavanje izobličenja i identično grupno kašnjenje signala za svaku polovinu pojačanog signala. Uz to ova konfiguracija omogućava vrlo jednostavnu kompenzaciju, ekstremno širok frekvencijski odziv otvorene petlje i zanemariva tranzijentna izobličenja intermodulacijskog tipa. Najčešća konfiguracija ulaznog stupnja ovakvih pojačala je kaskoda u strujnom modu vrlo širokog prijenosnog pojasa. Izlazni stupanj ovakvih pojačala često je komplementarni Darlington s ekstremno brzim bipolarnim tranzistorima. Kvazikomplementarna simetrija i MOSFET tehnologija ovdje ne dolaze u obzir. Takva pojačala najčešće imaju tzv. tvrdi stabilizirani ispravljač minimalne serijske impedancije, uz to mora biti bezuvjetno stabilan i treba imati što veću mogućnost davanja stalne i vršne izlazne struje. Takvim načinom rada pojačalo se maksimalno približava idealu rada čistog naponskog pojačala, koje može uz konstantni napon isporučiti teretu bilo koju zahtjevanu struju bez obzira na impedanciju tereta. Takva pojačala zvuče znatno glasnije od onih pojačala koja imaju na papiru veću izlaznu snagu. Klasa rada takvih pojačala najčešće je A klasa ili AB klasa sa visokom mirnom strujom, koja zahtjeva masivni izlazni stupanj i masivni ispravljač. Takva pojačala često ne trebaju nikakve sofisticirane sklopove zaštite osim onih termalnog tipa. Kao posljedicu takvog projekta imaju ekstremno široku frekvencijsku karakteristiku otvorene petlje (s odspojenom negativnom povratnom reakcijom) što je uzrok odsustva izobličenja, posebno onih slew tipa. Ekstremni zahtjevi za strujama takvih pojačala uvjetuju potpuno različiti pristup ožičenju, konektorima i tiskanim pločicama, kako po izgledu rasporeda elemenata, tako i po tipu primijenjenih materijala. Tiskane pločice sa signalnim, napojnim i vezama na potencijalu zemlje trebaju imati što manje induktivitete. Pored zvjezdastog uzemljenja kojeg primjenjuje vrlo mali broj proizvođača, jedno od rješenja dokazanih u praksi je vođenje uzemljene vodljive trake paralelno s vodljivom plohom na tiskanoj pločici koja je na nultom potencijalu, ali tako da se ne dodiruju. Mnoge firme su primijenile ovaj način tzv. ground bus sistem niske induktivnosti koji u praksi zvuči kvalitetnije od ostalih na srednjim i niskim frekvencijama. Napomenimo kako ovaj pristup može lako ugroziti stabilnost pojačala s nedovoljnom faznom pričuvom jer minimiziranje induktiviteta spojnog voda maksimizira kapacitet. Broj pojačala konstruiranih prema ovim principima je izuzetno mali, ali ipak postoje pojačala koja navedene principe zadovoljavaju pružajući korisnicima najvišu moguću reprodukciju.